開關電源閉環設計從混響的基本概念可知：當放大器處于深度負混響時，如果輸入不變，電路參數變化、負載變化或干擾對輸出的影響會減小。回聲越深，干擾造成的輸出故障越小。但在深混響中，如果混響環路的附加相移在某一頻率達到180，輸出信號與輸入信號相等，就會產生自激振動。開關電源不同于一般的放大器。放大器添加負混響，以便具有令人滿意的通帶、令人滿意的穩定增益、減少干擾以及線性和非線性失真。另一方面，如果假設開關電源相當于一個放大器，那么輸入信號就是基準(參考)電壓Uref，一般來說，基準電壓是恒定的；混響網絡是一個采樣電路，通常是一個分壓器。當輸出電壓和基準準時，采樣電路的分壓比(kv)也是固定的(Uo=kvUref)。開關電源不同于放大器，內部(開關頻率)和外部干擾(輸入開關電源和負載變化)非常嚴重。閉環設計的目的不僅要有很強的抑制上述內外干擾的能力，保證靜態精度，還要有突出的動態關懷。至于恒壓輸出開關電源，就其混響拓撲而言，輸入信號(參考)相當于放大器的輸入電壓，分壓器是一個混響網絡，是負電壓串聯混響。假設恒流輸出，則是電流序列的負回波。假設恒定電壓輸出，對電壓進行采樣，并在閉環中穩定輸出電壓。所以首先選擇一個穩定的基準電壓，一般是5 ~ 6V或者2.5V，要求動態電阻和溫度漂移最小。其次，要求開環增益高，使混響為深度混響，使輸出電壓不受開關電源電壓和負載(干擾)的影響，抑制開關頻率的紋波。一般功率電路、濾波電路、PWM發生器電路的增益都比較低，我們只需要選擇運算放大器(故障放大器)就可以獲得高增益。再者，由于輸出濾波器有兩個極點，最大相移為180，假設直接參與運算放大器形成混響，則是簡單的自激振動，需要進行相位補償。根據不同的電路條件，我們可以選擇三種補償放大器。補償結果既滿足了穩態要求，又得到了優良的暫態照顧，可以共同抑制低頻紋波和高頻權衰減。
6.4.1概述圖6.31所示為正激變換器閉環調度的典型例子。可見它是一個負回聲系統。PWM控制芯片包括故障放大器和PWM電路。控制芯片還提供了許多其他功能，但要了解閉環穩定性，我們只需要考慮故障放大器和PWM。關于輸出電壓Uo的緩慢或DC變化，閉環當然是穩定的。例如，輸入電網或負載的變化(干擾)引起Uo的變化，Uo經R1和R2(混響網絡)采樣后送到故障放大器EA的反相輸入端，再與加在EA同相輸入端的參考電壓(輸入電壓)Uref比較。改變ea的輸出DC電平Uea，然后送到脈寬調制器PWM的輸入A。在PWM中，當DC電平Uea與輸入B處的0 ~ 3V三角波Ut比較時，出現矩形脈沖輸出，其寬度ton等于三角波的初始時間t0到PWM輸入B三角波與DC電平相交的時間t1。該脈沖寬度選擇芯片中輸出晶體管的導通時間，也選擇控制晶體管Q1的導通時間。Udc的加入引起Uy的加入，因為Uo=Uyton/T，Uo也加入。Uo增加導致Us的增加，并因此導致Uea的減少。從最初的三角波到t1的ton相應減少，Uo回到初始值。當然，反之亦然。PWM產生的信號可以從芯片輸出晶體管的發射極或集電極輸出，通過電流放大提供給Q1基極驅動。但無論從哪一點——發射體還是收集體——輸出，都要保證在加入Uo的時候，會引起ton的減少，也就是負混響。需要注意的是，大多數PWM芯片的輸出晶體管的導通時間是t0到t1。對于這樣的芯片，Us送到EA的反相輸入端，PWM信號假設驅動功率NPN晶體管的基極(N溝道MOSFET的柵極)，所以芯片輸出晶體管應該是發射極輸出。然而，在一些PWM芯片(TL494)中，它們的導通時間是從三角波Ut與直流電平(Uea)相交的時間到三角波停止t2的時間。對于這樣的芯片，假設驅動NPN晶體管，輸出晶體管導通(假設是從芯片的輸出晶體管的發射極輸出)，會加上晶體管的導通時間，這樣就加上了Uo，這是正回波，不是負回波。所以對于TL494這樣的芯片，當Us送到EA的同相輸入端，加上Uo縮短導通時間時，可以選擇芯片輸出晶體管的發射極驅動器。圖6.31電路混響為負，低頻穩定。但在回路中，存在低電平噪聲電壓和具有豐富連續頻譜的瞬態電壓。這些權重通過Uea到Uy的輸出Lo、Co濾波器、故障放大器和PWM調節器引起增益變化和相移。諧波權重之一增益和相移可能導致正混響而不是負混響。我們已經在第6.2.7節討論了閉環振動的機理。下面是對開關電源的補充分析。6.4.2環路增益仍要討論圖6.31中的正向變換器。假設混響環在B點(連接到故障放大器的反相輸入端)斷開為開環。任何一次諧波權重的噪聲從B經過ea放大到Uea，從Uea傳遞到電壓Uy的平均值，再從Uy的平均值經過Lo，Co返回到Bb(正好從前端環路的斷點開始)，有增益變化和相移。這是6.2.7中討論的環路增益信號路徑。假設某個頻率f1的信號在B點注入到環路中，返回到B點的信號的幅度和相位被環路中的上述元件改變。假設修正后的返回信號的相位與注入信號的相位完全相同，幅度等于注入信號的幅度，即滿足GH=-1。如果環現在閉合(B連接到Bb)并且注入信號被移除，則電路將繼續以頻率f1振動。引起這種初始振動的F1是噪聲譜中的一個權重。為了實現輸出電壓(或電流)的靜態精度，故障放大器必須具有高增益。高增益可能會導致振動。故障放大器以外的傳遞函數一般不能改變。為了避免fa的向后振動.
除反激式轉換器(輸出濾波器僅為輸出電容)之外，本文討論的所有拓撲結構均為帶LC濾波器電路的環路增益Gf都有輸出濾波器。一般濾波器設計時根據脈動電流為平均值（輸出電流）的20%選取濾波電感。根據容許輸出電壓紋波和脈動電流值以及電容的ESR選取輸出濾波電容。假設電解電容沒有ESR（最新產品），只按脈動電流和容許紋波電壓選取。由此取得輸出濾波器的諧振頻率，特征阻抗，ESR零點頻率。在頻率特性一節圖6.7示出了LC濾波器在不同負載下的幅頻和相頻特性。?為簡化議論，假定濾波器為臨界阻尼Ro=1.0Zo，帶有負載電阻的輸出LC濾波器的幅頻特性如圖6.32(a)中12345所示。此特性假定輸出電容的ESR為零。在低頻時，Xc>
XL，輸入信號不衰減，增益為1，即0dB。在f0以上，Co阻抗每十次降低20dB，而Lo阻抗增加20dB，因此增益變化斜率為- 40dB/dec當然，f0處的增益不會突然變為-2斜率。事實上，在f0之前，增益曲線平滑地偏離0dB曲線，在f0之后不久就接近- 40dB/dec的斜率。這里為了討論方便，增益曲線突然轉向- 40dB/dec假設Ro=1.0Zo對應的條件穩定，那么在其他負載下也會穩定。然而，應該在輕負載(Ro)下研究電路
1.0Zo)，因為增益諧振在LC濾波器轉換頻率f=f0處增加。
帶ESR電容的LC濾波器的幅頻特性如圖6 . 123456所示。大多數濾波電容都有ESR。在f0以上的低頻段，容抗遠大于ESR。從Uo來看，阻抗僅起容性電抗的主要作用，斜率仍為-40dB/DEC。在較高頻率下，esrRC
式中轉機頻率fesr＝Resr/（2πL）。在此頻率規模，感抗以20dB/dec添加，而ESR堅持常數，增益以-20dB/dec斜率下降。?幅頻特性由-40dB/dec轉為-20dB/dec斜率點為fesr,這里電容阻抗等于ESR。ESR供給一個零點。改動是漸近的，但所示的遽然改動也足夠準確。
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